Explication de schéma

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Message  Luckram Mer 6 Avr 2022 - 17:18

Bonjour Jean,
jaja 75 a écrit:Les condos de 39 pF sont-ils entre plaque et grille ou entre grille et cathode (voir schémas ci-dessus qui ne sont pas identiques?
 Entre plaque et grille... vérifié x fois, tant j'ai trouvé étrange...

 Je n'ai trouvé aucun schéma de mon 2-18 ou figurent ces capas... et pourtant elles sont bien là et pas ailleurs !

Ci-dessous, photo d'un autre ampli monté idem; ou l'on voit la 5pF céramique "goutte" coté cuivre.

L'autre est coté composants (céramique disque 22pF).

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Message  g2fl Mer 6 Avr 2022 - 17:55

Bonsoir,

La disposition actuelle de ces deux condensateurs entre plaque et grille est maladroite car elle créé une interdépendance entre l'étage à EF86 et la première triode d'ECC81.

Dans la démarche proposée, seul subsiste un condensateur qui est installé en association avec une résistance de 27 kohms en parallèle de la 270 kohms. Il entrainera une coupure de fréquence autour de la seule triode d'ECC81 et laissera l'EF86 tranquille.

D'où la séparation possible en deux sous-ensembles indépendants et la possibilité de se concentrer sur la cascade (ECC81 + 2*7189 + contre-réaction). 30 et quelques picofarads, en fait un des deux condensateurs actuels soigneusement récupéré, se voit en parallèle de la résistance interne de la triode d'ECC81 et de sa charge de 270 kohms, disons 30 kohms au pifomètre.

La coupure se fera alors vers f = 1/2π*30 000Ω*30pF = 177 kHz, ce qui est trop élevé et ne modifiera ni la bande passante, ni la réponse au signal rectangulaire.

Il faut y aller plus franchement et tout condensateur disponible entre 330 pF et 1 nF sera bien pour l'expérience. De toute façon, il faudra ajuster ensuite.

Le fait que 2*30 et qques pF soient trop courts justifie a posteriori le montage atypique des deux condensateurs entre EF86 et ECC81, juste pour être plus efficaces.

En collant ces 30 et qques magnifiés par l'effet Miller (cf. jaja75), disons de 30 fois pour faire 900 pF, en parallèle de la charge de plaque de 100 kohms de l'EF86. On a bien fait de remettre cent sous dans le bastringue et de faire le calcul.

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Message  Luckram Mer 6 Avr 2022 - 18:33

g2fl a écrit:il faut y aller plus franchement et tout condensateur disponible entre 330 pF et 1 nF sera bien pour l'expérience.
 dac... je vais voir ce que j'ai dans mes tiroirs...

JM

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Message  g2fl Mer 6 Avr 2022 - 18:48

Cet ajustement par essais successifs est un classique pour assurer la stabilité d'un asservissement aussi simple. Modéliser sur papier les réponses en phase et en fréquence des étages prendrait tellement de temps. quand on en a fait plusieurs, on tâtonné moins, c'est tout.
Bon courage.

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Message  jaja75 Jeu 7 Avr 2022 - 10:13

Bj

J'ai fait un peu de simu.

La présence de l'étage EF86 ou pas a peu d'effet sur la fc due à C=39 pF, le passe-bas étant principalement due à la R23 en série sur la grille de l'ECC81.

En boucle ouverte, cette fc varie entre 500 Hz et 1 kHz, selon la position du pot P4.

Le gain de l'étage  EF86 est d'environ x20 (26 dB) et celui de l'amplificateur aval (en boucle ouverte) d'environ x32 (30 dB).

L'effet intéressant de la capa de 39pF est de couper avec une pente à -6dB par octave, très tôt, ce qui produit une réponse en fréquence de la partie ampli de puissance ayant une pente d'atténuation de 6 dB/octave sur plusieurs décades, masquant les fréquences de coupure des étages suivants et du TRS.

Cela permet d'appliquer un fort taux de CR, ici d'environ 20 dB.

20 db ~ de 3 octaves -> la fc en boucle fermée est multipliée par 2x2x2 = 8 soit en 4 kHz et 8 kHz selon la position du pot P4.

Cela correspond à tes observations et est bien sûr trop bas !

Je vois 2 solutions pour remonter cette fc :
- diviser par 3 la valeur des condos de 39 pF, soit en pratique 10 pF, la fc remontant entre  15,6 et 31,2 kHz, sous réserve que la stabilité soit maintenue
- virer les  39pF et placer en // de R26 (R de retour CR) un condo de 2 à 4,7 nF à optimiser, cette solution devant offrir une BP un peu plus large

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Message  guytou Jeu 7 Avr 2022 - 10:46

jaja75 a écrit:Cela permet d'appliquer un fort taux de CR, ici d'environ 20 dB.

20 db ~ de 3 octaves -> la fc en boucle fermée est multipliée par 2x2x2 = 8 soit en 4 kHz et 8 kHz selon la position du pot P4.

Cela correspond à tes observations et est bien sûr trop bas !

...une façon vraiment particulière de traiter un shéma de PP de EL84 , avec des résultats de mesure et d'écoute plutôt catastrophlques  Rolling Eyes . C'est vrai qu'on est à l'époque des PU céramiques , et que c'est ciblé bas de gamme , mais quelles peuvent être les motivations du constructeur à vouloir faire un shéma aussi "tordu" ? Vouloir faire original à tout prix , se démarquer ?

Ou bien le point faible étant le TS , le constructeur en était conscient , et a voulu rattraper le coup ? ces TS ressemblent à des TU101 , il me semble , il y avait des mesures d'un trés ressemblant dans le shootout de l'ETSF , c'était vraiment pas bon .

Dans l'esprit du concepteur , cette EF86 devant le Williamson devait jouer un rôle particulier que je n'ai pas encore bien compris .

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Message  Luckram Jeu 7 Avr 2022 - 12:17

Bonjour Jean,
jaja75 a écrit:J'ai fait un peu de simu.

La présence de l'étage EF86 ou pas a peu d'effet sur la fc due à C=39 pF, le passe-bas étant principalement due à la R23 en série sur la grille de l'ECC81.

En boucle ouverte, cette fc varie entre 500 Hz et 1 kHz, selon la position du pot P4.

Le gain de l'étage  EF86 est d'environ x20 (26 dB) et celui de l'amplificateur aval (en boucle ouverte) d'environ x32 (30 dB).

L'effet intéressant de la capa de 39pF est de couper avec une pente à -6dB par octave, très tôt, ce qui produit une réponse en fréquence de la partie ampli de puissance ayant une pente d'atténuation de 6 dB/octave sur plusieurs décades, masquant les fréquences de coupure des étages suivants et du TRS.

Cela permet d'appliquer un fort taux de CR, ici d'environ 20 dB.

20 db ~ de 3 octaves -> la fc en boucle fermée est multipliée par 2x2x2 = 8 soit en 4 kHz et 8 kHz selon la position du pot P4.

Cela correspond à tes observations et est bien sûr trop bas !

Merci pour ce travail en simulation. Je suis content qu'il confirme la validité de mes relevés.
Je vois 2 solutions pour remonter cette fc :
- diviser par 3 la valeur des condos de 39 pF, soit en pratique 10 pF, la fc remontant entre  15,6 et 31,2 kHz, sous réserve que la stabilité soit maintenue
- virer les  39pF et placer en // de R26 (R de retour CR) un condo de 2 à 4,7 nF à optimiser, cette solution devant offrir une BP un peu plus large
Bien noté, merci !
Ce serait bien plus simple de suivre cette voie, mais je suis curieux d'investiguer à partir de l'ECC81, en boucle ouverte et fermée, et en rajoutant une cellule de compensation sur la R28.
Jamais fait encore ce genre de manip, et c'est là l'occasion, même si c'est plus long et compliqué !

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Message  Luckram Jeu 7 Avr 2022 - 12:31

Bonjour Guytou,
 
guytou a écrit:...une façon vraiment particulière de traiter un shéma de PP de EL84 , avec des résultats de mesure et d'écoute plutôt catastrophlques  Rolling Eyes . C'est vrai qu'on est à l'époque des PU céramiques , et que c'est ciblé bas de gamme , mais quelles peuvent être les motivations du constructeur à vouloir faire un shéma aussi "tordu" ? Vouloir faire original à tout prix , se démarquer ?
 Je partage tes interrogations...
 Il y avait à l'époque encore plus bas de gamme pourtant !
 Mais je crois que j'avais hérité en plus d'un des canards boiteux de la production...
Ou bien le point faible étant le TS , le constructeur en était conscient , et a voulu rattraper le coup ? ces TS ressemblent à des TU101 , il me semble
 Je ne crois pas que ce soient des TU 101: ils sont marqués SOPAELEC.

JM

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Message  jaja75 Jeu 7 Avr 2022 - 13:40

Cet ampli était probablement dédié à un fonctionnement avec un pick-up piézoélectrique, à niveau de sortie moyen.

Ces cellules délivrent une tension proportionnelle à l'amplitude du déplacement du stylet donc il n'est pas nécessaire d'appliquer une correction en lecture si la gravure est à amplitude constante avec accentuation RIAA, cas des disques des années 50 et suivantes. (Une cellule magnétique délivre une tension proportionnelle à la vitesse de déplacement du stylet).
Autrement dit, il n'est pas besoin d'avoir un correcteur RIAA pour lire des vinyles avec une cellule piézo.

Ces cellules ne montent guère au dessus de 10 kHz, ce qui doit expliquer la fc retenue par le concepteur. Pourquoi faire un circuit qui passe le 20 kHz s'il n'y en a pas ?

Dans cette hypothèse, la présence de la capa de 39 pF est assez astucieuse car elle permet une excellente stabilité pour le prix très modique d'un condo céramique, tout en coupant la BP à juste ce qu'il faut. Schéma pas si "tordu" que ça !

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Message  Luckram Jeu 7 Avr 2022 - 14:19

jaja 75 a écrit:Cet ampli était probablement dédié à un fonctionnement avec un pick-up piézoélectrique, à niveau de sortie moyen.
Désolé de te contredire, Jean, mais c'est une entrée PU magnétique sur le mien.
Mais il est vrai que sur certains amplis de ce temps là, on voyait parfois 2 entrées phono séparées : PU mag et PU "crystal" .
Le mien a 3 autres entrées: Magnéto - Radio - Micro .


Dernière édition par Luckram le Jeu 7 Avr 2022 - 16:49, édité 1 fois

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Message  jaja75 Jeu 7 Avr 2022 - 14:41

Etrange !

1 - il n'y a pas de cellule de correction RIAA

2 - la sensibilité (pour pmax en sortie) en entrée EF86 est voisine de 100 mVeff; elle devrait être de 5 mVeff pour une cellule magnétique (à aimants mobiles),ce qui implique un étage supplémentaire d'amplification en tension de x20 (26 dB).

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Message  guytou Jeu 7 Avr 2022 - 14:43

En même temps , la majorité des acheteurs devaient être équipés de PU cristal , ils devaient mettre ça sur l'entrée MAG avec du RIAA , ça marchait comme ça marchait , mais au point où on en est ....

EDIT : contrairement à Jean , je n'ai pas regardé ce qui est en aval de la section ampli , j'aurais du ...

Sinon de mémoire les PU cristal sortaient beaucoup plus justement , de l'ordre de la centaine de millivolts ou plus .

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Message  guytou Jeu 7 Avr 2022 - 15:14

J'ai regardé un peu le shéma complet fourni par Gérard , j'ai du mal . Je vois une sortie cathodique sur V1/V7 sans RIAA , par contre l'anode de la section haute ne semble reliée à rien , ça m'échappe . V2/V8 serait le correcteur de tonalité actif.

Erreur de ma part , il y a une cellule de correction (RIAA?) en aval de la sortie cathodique V1/V7 (R51/52 , C26/C27) .

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Message  g2fl Jeu 7 Avr 2022 - 15:37

Pour moi, la correction RIAA y est bien : R5 - R6- C& - C2 entre les deux roues des commutateurs 1/2 de COM1 et 1/2 de COM 2. De toute façon, l'existence d'une ECC83, V1 ou V7 selon la voie droite ou gauche, était un indicateur fort qu'il existait bien une entrée à grande sensibilité.
Il y a des liaisons manquantes. J'ai évoqué dans un post antérieur que ça pouvait provenir de la mauvaise qualité de la copie, d'une "erreur" du constructeur, ou d'une défaillance de mon sens de l'observation. Tout pareil avec la triode sur la partie gauche de V2
Le correcteur de tonalité tiré de Baxendall est en contre-réaction autour d'un étage à une triode d'ECC83, celle en partie droite de V2 ou V8.
Pas mieux.

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Message  guytou Jeu 7 Avr 2022 - 15:52

Mystère .... Il faudrait que Jean-Michel nous éclaircisse sur le cablâge de l'anode section haute de V1/V7 sur son exemplaire .


Dernière édition par guytou le Jeu 7 Avr 2022 - 16:06, édité 1 fois

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Message  g2fl Jeu 7 Avr 2022 - 15:52

Cet amplificateur n'est pas moche, au contraire. Il a tout l'attirail des intégrés de l'époque : préamplificateur RIAA (aussi utilisé pour du micro ou des tètes de magnétophone, faudrait regarder en détail), correcteur Baxendall, push-pull déjà puissant (c'est mieux que le Williamson, Quad II ou Leak TL12 qui réussissaient à ne tirer que 12 watts de 2*KT66), chauffage en continu des tubes V1 et V7 en charge du RIAA, polarisation en continu pour la partie de chauffage en alternatif avec point milieu artificiel par R43 et R50. Quant à la résistance (les filaments de 2*ECC83) commune aux deux push-pull, c'est pas pire que la polarisation fixe commune à 8*EL84 d'un amplificateur aussi récent que celui de Anthem.
Les points faibles sont l'étage à EF86 que je trouve incompréhensible, par le schéma et par l'introduction d'un tube dédié non utilisé par ailleurs, alors qu'une triode d'ECC83 (sur V2 V8) inutilisée.

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Message  guytou Jeu 7 Avr 2022 - 15:55

g2fl a écrit:
Il y a des liaisons manquantes. J'ai évoqué dans un post antérieur que ça pouvait provenir de la mauvaise qualité de la copie, d'une "erreur" du constructeur, ou d'une défaillance de mon sens de l'observation. Tout pareil avec la triode sur la partie gauche de V2

Oui pardon , il me semblait aussi que ça avait déjà été dit . Le mystère continue à planer  Very Happy . Parce que en sortie cathodique , le gain risque de manquer . à moins que l'EF86 s'en charge ? Je vois un potentiomètre sur la grille de l'EF86 , et encore un sur la grille de l'étage tension/déphaseur , noté ECC 83  sur ce shéma  (V4/V10) .

V2/V8 , les deux sections sont utilisées , sauf erreur .

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Message  jaja75 Jeu 7 Avr 2022 - 17:07

Ah oui d'accord, il y a un schéma plus complet qui n'est pas affiché drectement sur lequel vous travaillez !

Il faudrait alors supprimer les schéma affichés en images pour éviter les erreurs.

Avec deux étages encore en plus en amont et il y a bien une correction RIAA.

Mea Culpa.

Par contre ce que j'ai dit pour la partie ampli avec l'EF86 reste vrai. Et toujours cette question de BP réduite à cause des39pF.

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Message  Luckram Jeu 7 Avr 2022 - 19:11

Bonsoir à tous,

Je suis désolé de ne pas pouvoir montrer des schémas plus explicites ou complets...
Voici celui apporté par Gérard :

[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

Celui de la carte ampli, avec les 2 capas supplémentaires et des valeurs de R pas toutes concordantes :

[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

Un schéma de la partie préampli ( dont je n'ai pas vérifié l'exactitude ):

[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

Je n'ai pas trop avancè aujourd'hui, et fait juste la connexion sur la g2 de l'ECC81 ,via une capa MKP 100nF + 100Kohms :

[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

En haut à G, la CR est déjà débranchée.
La suite demain, si pas de fumée...

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Message  g2fl Jeu 7 Avr 2022 - 20:04

La troisième figure nous donne peut être la solution pour les deux étages RIAA. Par contre, on bute toujours sur l'étage ligne avec cette triode en partie gauche de (2) qui a bien une entrée mais pas de sortie et qui a 100 kohms dans sa cathode (100 ohms me semble plus réaliste)? On a bien du mal mais on progresse, on progresse.

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Message  jaja75 Ven 8 Avr 2022 - 3:33

Bj

C'est une triode montée en cathode follower. Pas de sortie sur la plaque Wink

La sortie est bien sur la cathode (en basse impédance), et va vers les commutateurs.

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Message  guytou Ven 8 Avr 2022 - 7:09

le problème est qu'on a plusieurs shémas différents , et qu'on ne sait pas lequel correspond à l'exemplaire de Jean-Michel : un suiveur cathodique RIAA en aval sur le shéma de Gérard  , et deux cathodes communes en liaison directe , avec 22 nanos en liaison en sortie , et sans RIAA sur le dernier publié .

Quel est le bon ?

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Message  jaja75 Ven 8 Avr 2022 - 7:30

Bj

Les morceaux de schéma publiés par J-M sont à peu près cohérents du schéma Jason France.
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Message  guytou Ven 8 Avr 2022 - 7:46

Bonjour Jean , mais V1/V7 étant censé être le préampli phono , avec un simple suiveur cathodique ça peut pas le faire . Je verrais plutôt une entrée sur la grille haute , et une liaison directe vers le suiveur .

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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 8:43

Bonjour.
Aucun souci avec le préampli RIAA qui empile deux triodes, la première chargée par 270 kohms, la seconde par 220 kohms. L'originalité est qu'elles sont en liaison directe avec la cathode de la seconde polarisée par une 470 kohms soigneusement découplée. Il y avait de la créativité chez Jason.
Le schéma que j'ai fourni est au cartouche de Jason, ce qui n'empêche pas les difficultés de lecture. La source était ARTS, l'association d'audiophiles créée par Rinaldo Bassi et Atila Balaton. Le commentaire en pied de page est d'ailleurs de la main de Rinaldo.

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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 8:50

Et il y a même un cathode follower qui encaisse le réseau correcteur : configuration complète très rare sur des amplis-preamplis intégrés, courante ds la haut de gamme comme AR SP3, Mac Intosh ou Marantz. Le courant aurait pu, dû, être plus élevé mais c'est pas pire que ds le SP3 d'Audio Research.
Pas si cheap que ça, ce "petit" ampli !

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Message  guytou Ven 8 Avr 2022 - 9:13

g2fl a écrit:Aucun souci avec le préampli RIAA qui empile deux triodes, la première chargée par 270 kohms, la seconde par 220 kohms.

Sauf que je ne vois pas de cellule RIAA dans ce shéma .

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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 9:44

g2fl a écrit:Pour moi, la correction RIAA y est bien : R5 - R6- C& - C2 entre les deux roues des commutateurs 1/2 de COM1 et 1/2 de COM 2. De toute façon, l'existence d'une ECC83, V1 ou V7 selon la voie droite ou gauche, était un indicateur fort qu'il existait bien une entrée à grande sensibilité.
Il y a des liaisons manquantes. J'ai évoqué dans un post antérieur que ça pouvait provenir de la mauvaise qualité de la copie, d'une "erreur" du constructeur, ou d'une défaillance de mon sens de l'observation. Tout pareil avec la triode sur la partie gauche de V2
Le correcteur de tonalité tiré de Baxendall est en contre-réaction autour d'un étage à une triode d'ECC83, celle en partie droite de V2 ou V8.
Pas mieux.
Avec les éléments supplémentaires fournis hier soir, il ne reste que peu d'écart entre le schéma complet que j'ai relayé et les dernières données : il ne manque que la liaison capacitive entre la plaque de V1 (sur la 220 kohms) et la grille de V2 (en partie gauche).
Pour compléter encore, un étage inverseur par l'étage aux corrections grave - aigu et un étage inverseur par l'EDF86, font que la phase absolue est respectée.

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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 10:49

Bonjour,

Selon fiche technique, le push-pull de 2*7189 à la puissance de sortie au-delà de 16 W en couplage ultra-linéaire se définit par {VHT – HT1 = 375 V ; Icathode = 36 mA par tube ; Rcathode = 220 Ω commune qui fait Vcathode = 15,84 V ; charge entre plaques = 11 kΩ ; Psortie = 16,5 W pour 25 V efficaces entre grilles}. 72 mA par push-pull font 144 mA pour les deux quand toutes les cathodes sont reliées, si proche des 150 mA attendus par chaque filament des ECC83 en étage RIAA. CQFD.

La polarisation sur la cathode étant supérieure à 12,6 V, a empêché de n’utiliser que les deux filaments d’une ECC83 pour la polarisation. Les quatre filaments en série font 25,2 V et il reste à créer un point intermédiaire auquel accrocher la résistance de polarisation de grille. Ce que font R89 (10 kΩ) et R90 (5,1 kΩ), juste au-dessus de la 7189 V11, le calcul fait 25,2 V/[10k/(10k + 5,1k)] = 16,7 V. Juste un peu plus profond. Et (10 + 5,1)kΩ ne retire que 1,7 mA, marginal. Rien de critique en tout cas.

Je me rends compte que je n’ai pas joint le schéma que je cite sans arrêt et que c’est Luckram qui a dû s’y coller. Je répare tout de suite.
Fichiers joints
Explication de schéma - Page 2 Attachment
Jason A218.pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(605 Ko) Téléchargé 4 fois

g2fl
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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 11:06

Je radote : schéma déjà envoyé le 4 avril à 20h40 et étude du chauffage en continu le 5 avril à 11h19. Désolé.

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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 13:04

Ce schéma est obsédant. Les correcteurs de la réponse en fréquence adaptés à chaque entrée se voient très bien en partie basse à gauche du schéma que j'ai posté...deux fois. Entre le commutateur 1/2 de COM2 et l'ECC83 V7. On y voit la correction RIAA complexe {R51 en // de C26 + R52 en parallèle de C27, lequel condensateur est en série d'une résistance que je n'arrive pas à identifier}, la désaccentuation pour l'entrée magnétophone {R53 en parallèle de C28} et la résistance R54 pour une réponse linéaire sur l'entrée micro. Tout cela est bel et bon.
C'est l'entrée de PU magnétique qui fixe la résistance de polarisation grille R55 de la première triode d'ECC83 en V7 et l'accès sur la grille se fait au travers de la résistance R56 qui, d'après moi, servait à se protéger de la détection de signaux perturbateurs. Pour respecter les bonnes règles je remplacerais bien R55 par une 47 kohms à très faible bruit même si la tension de bruit qu'elle génère est court-circuitée par la cellule. Et je n'installerais qu'une résistance de 2,2 k en série dans la grille, cette résistance ayant la fâcheuse propriété de générer du bruit, rien d'anormal, qui n'est court-circuité par personne.
En regardant de près ce qui se passe sur le commutateur 1/2 de COM2, je crois identifier que chaque entrée est envoyée sur les deux triodes de V1 (respectivement V7) et les signaux venus des entrées RAD ou MAG sont atténuées par R1 ou R2 (220 kohms) selon et R55 de 68 kohms (- 12 dB environ). Ceci doit donner à ces deux entrées haut niveau une grande sensibilité.
Et le cathode follower est systématiquement inséré en amont du correcteur de tonalité. Trop bien! Ceci est ma lecture du schéma, toute contribution est la bienvenue.
Cette fois, je décroche.

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Message  Luckram Ven 8 Avr 2022 - 19:20

Bonjour à tous,
 
Quelques premiers résultats de mesure sur la section ECC81+PP+TS....
En boucle ouverte, le gain est de 32dB, avec une Fc /-3dB à 73kHz.
En boucle ferméé, G= 11,7dB
Soit un taux de CR de plus de 20dB.

Coté tensions, on a :
HT1=372v
HT2= 335v
Sur l'ECC81 : Va1=269v
                     Va2=63v
                      Vk1= 66v
Et heureusement, pas de fumée ni de départ en vrille...(oscillations)  Very Happy
Dérangé par une visite familiale impromptue, je n'ai pas pu attaquer de mesures avec la cellule de compensation de phase sur R28. Ce sera pour demain !

Cordialement,
 Jean-Michel

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Message  g2fl Ven 8 Avr 2022 - 19:57

Bravo. La bde passante à 73 kHz est normale. Et rassurante.

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Message  Luckram Sam 9 Avr 2022 - 14:26

Bonjour,

 Suite des essais ce matin :
 - en boucle fermée ( CR= 560ohms+2,2nF) avec correcteur de phase sur R28= 22Kohms+850pF.
                G= 11,5dB   Fc -3dB= 32KhZ
                En explorant les fréquences hautes : décroissance réguliére, avec un léger rebond vers 120kHz (-4dB). Pas d'autre remontée jusqu'à 500kHz.

- dans les mêmes conditions, signaux carrés:
 
--1 kHz:
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

-- 5kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

-- 10kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

- En boucle ouverte , avec le correcteur de phase :
               G= 11dB    Fc = 3 kHz (!)

 Résultats encourageants ( en BF ) , et je vais poursuivre avec d'autres valeurs de RC.

Merci de votre attention,
Jean-Michel

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Message  jaja75 Dim 10 Avr 2022 - 5:13

Bonjour

- dans la boucle de CR, 2,2nF en // de R= 560 ohms produit une avance de phase, probablement nécessaire lorsque la C=39 pF est en place

- le correcteur de phase ajouté en // de R28  à pour but de produire de l'avance de phase dans le cas où C=39 pF n'est pas connectée

Deux corrections de phase qui ne couchent peut-être pas bien ensemble.

Les relevés en signaux carrés montrent :
- des paliers arrondis, signe que la fc produite par le réseau 27k/850p est trop basse, le réseau correcteur se comportant plutôt comme un "étouffoir"
- des petites suroscillations situées vers 100 kHz

1 - déconnecter la C=2,2 nF en // de R=560
2 - pour remonter fc, diminuer C de 850 à 100 pF (je dis bien 100 pF)
3 - pour diminuer l'amplitude des suroscilations diminuer R de 27 à 15 k

Faire relevé à 5 kHz

On verra alors si les paliers se sont bien redressés et ce que sont devenues les suroscillations.

Une C de 1 nF en // de R=560 devrait suffire.

Ce qui serait bien pour voir le bénéfice de cette solution serait que tu laisses un canal avec C=39p et que l'autre seul soit modifié et faire un relevé pour chaque canal avec et sans CR.

Bon dimanche à tous

Jean
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Message  Luckram Dim 10 Avr 2022 - 10:51

Bonjour Jean,
 
jaja 75 a écrit: dans la boucle de CR, 2,2nF en // de R= 560 ohms produit une avance de phase, probablement nécessaire lorsque la C=39 pF est en place

- le correcteur de phase ajouté en // de R28  à pour but de produire de l'avance de phase dans le cas où C=39 pF n'est pas connectée

Deux corrections de phase qui ne couchent peut-être pas bien ensemble.
Je me suis aussi posé la question, sans oser la formuler, vu mon faible niveau d'expertise...

Je vais poursuivre pour le moment dans cette configuration, pour ne pas trop ajouter de variables , avec une correction de phase évoluant comme tu l'indiques.
Ce qui serait bien pour voir le bénéfice de cette solution serait que tu laisses un canal avec C=39p et que l'autre seul soit modifié et faire un relevé pour chaque canal avec et sans CR.
Oui, je n'ai finalement pas modifié l'autre canal, à cette fin.

Bon dimanche également,
Jean-Michel

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Message  Luckram Dim 10 Avr 2022 - 17:39

Bonjour à tous,

 Les dimanches -même électoraux- n'entamant en rien mon ardeur mesureuse, voici la suite...

 1/ Test sans correction de phase, avec la CR d'origine :
  Ve=1,3v, Vs=5v , G=11,7dB
   Fc=54kHz    Décroissance du spectre au delà, avec 2 légers rebonds : 130kHz/-3dB et 250kHz/-4dB.

 En carrés :

       à 1kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

      à 10kHz :[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

 2/ Test avec aussi la CR d'origine + Correction de phase ajustée à 10Kohms/ 200pF :

   Ve= 1,3v, Vs=5v, G= 11,7dB.
    Fc= 40kHz  + un léger rebond à 120kHz/-4dB.

En carrés :

   à 1kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

  à 5kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

  à 10kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]


 3/ Idem ci-dessus, sauf  C=100pF ( au lieu de 200 ) :
    Fc = 48kHz  + un seul rebond à 120kHz/ -2dB.

  En carrés :
      1 kHz : idem que celui avec 200pF

       5kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

      10kHz :
[Vous devez être inscrit et connecté pour voir cette image]

  L'affaire me parait entendue, c'est la RC=10Kohms/200pF qui donne les carrés les plus propres, incomparablement meilleurs que ceux de l'ampli global...
 
 Je n'ai pas fait le test en BO avec cette RC : il est temps d'aller voter, et il faut en garder aussi pour plus tard !Cool

 Jean-Michel


Dernière édition par Luckram le Mar 12 Avr 2022 - 17:15, édité 1 fois

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Message  guytou Dim 10 Avr 2022 - 18:44

C'est vachement mieux ! Il reste des ressauts sur les fronts montants , c'est caractéristique de quelque chose , mais je me rappelle plus quoi Crying or Very sad

En plus ces ressauts sont décalés , vers le haut sur le front montant , et vers le bas sur le front descendant .

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Si tu sais le pourquoi , le comment vient tout seul .
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Message  jaja75 Dim 10 Avr 2022 - 19:52

Bs

En gros ça correspond à ce que j'attendais.

Je regarde de plus près demain matin.

Je te dirai s'il faut faire un complément de mesure ou de réglage, sans oublier que le mieux est l'ennemi du bien.

Jean
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Message  jaja75 Lun 11 Avr 2022 - 6:01

Bj

C'est clair que les nouvelles valeurs du réseau de compensation donnent une meilleure bande passante : les paliers sont plats et les suroscillations suffisamement amorties.

Pour moi c'est la valeur 100 pF qui est la meilleure !

Cependant, la 1ere suroscillation se produit sur le front de montée : il subsiste donc une petite limitation de la bande passante due à la correction apportée par le réseau de la CR d'origine.

La valeur du condo en // de R=560 doit être diminuée, dans un rapport 2 pour un premier essai.

Le front de montée ne devrait plus avoir de suroscilation : la première suroscillation devrait être au niveau du palier. Mais elle pourrait être un peu forte en amplitude. Si c'est le cas, il faut encore diminuer la valeur de la R=10k du réseau de compensation pour amortir ces suroscillations plus fortement.

Il ne faut pas chercher à les éliminer car, si pas trop élevées, ne sont pas gênantes du point de vue audio, et l'ampli est qd même stabilisé.

Pour vérifier ce point, tu places un condo de 0,1 µF en // de la R=8 de charge et un signal carré à 10 kHz. L'amplitude des suroscillations doit augmenter. Prends une photo et montre-là nous. Je te dirai si c'est acceptable.

Jean
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