Re: SRPP, encore et encore

[trappeur]

Salut Gérard ,

Le défaut vient du schéma équivalent qui ne prend pas en compte la composante continue,

C'est pas vraiment un défaut , son nom complet étant "Schéma équivalent petits signaux" ou "schéma équivalent pour l'alternatif" ....

A+

[jaja75]

Bonjour

Et c’est là qu’il faut être attentif : courant négatif ne veut pas dire que le courant, dans son sens conventionnel du + vers le -, remonte de la cathode vers la plaque de la triode supérieure. Ce sont les variations du courant qui sont négatives. Si la charge est de 200 kohms, 10 V en crête consommeront 50 µA en crête qui seront fournis par une variation de + ou - 50 µA autour de 1 mA au repos. Pas de courant négatif dans les triodes.  
Le défaut vient du schéma équivalent qui ne prend pas en compte la composante continue, la simulation informatique oui, cf. enregistrements donnés par jaja75.

Oui bien sur ce sont les variations de courant, correspondant au signal audio, autour du point de repos Ipo qui sont en opposition de phase ou en phase selon la valeur de Rc et pas les courants de repos !

Le schéma équivalent est le schéma de principe vu "en alternatif", la triode étant remplacée par un générateur de tension -µvgk et une résistance de plaque rp, tels que vpk=-µ.vgk+rp.ip, ip étant la "variation de courant autour de Ipo".

Jean

[g2fl]

Merci de conforter l'image que je me faisais. Je devrais même dire le modèle.
Bien cordialement.

[g2fl]

Bonjour,

J’ai fini par lire au calme le document de Merlin Blencowe sur le SRPP. La deuxième partie est un peu complexe et voilà ce que j’en ai retenu, en espérant avoir juste.

Si on admet qu’il existe une frontière technique au moment où le courant dans la triode supérieure fonctionne à courant constant, alors M. Blencowe est clairement du côté des courants en opposition de phase.

Autrement dit, du côté des charges faibles. Donc du côté de charge telles qu’un casque, un haut-parleur. Il décrète que l’optimum est quand les courants sont symétriques et, par un raisonnement original dont je ne suis pas sûr de la légitimité, il arrive à la condition bien connue :

Rk=  (2RL/µ)+(1/gm) ou, de manière duale RL=  (µRk-ρ)/2 <µRk qui définit la frontière.

Cette valeur « optimale » parce qu’optimale pour la compensation des distorsions d’ordre 2, est, dans le concept, la même chose que la valeur optimale d’un push-pull conventionnel.

La démonstration aurait eu beaucoup de force si elle avait été accompagnée de mesures. Par exemple, mesure de puissance et mesure de distorsion quand RL varie entre 1/3 et 3 fois la valeur désignée comme optimale.

Cette logique très puissante a été utilisée avec conviction par N. Crowhurst pour comparer des push-pull de 5881 en triode, en UL, en tétrode et qu’il avait extrapolée aux Unity Coupling de Mc Intosh et aux UL à charge de cathode.

Désolé d'avoir remis des thunes dans le bastringue.

[jaja75]

Bonjour

Blencowe et Broskie (Tube CAD journal) se placent d'emblée en mode push-pull sans préciser qu'il y a une condition pour en être ainsi : Rc < µ Rkh

Blencowe évoque comme utilisation les étages de puissance pour amplis casques. Leurs impédances sont de faible valeur : 600 Ohm au plus (casques studios) donc le mode push-pull est en principe assuré.

J'ai fait quelques simulations pour voir comment la distorsion évolue lorsque l'impédance Rc varie autour de sa valeur optimum (égalité de l'amplitude des courants).

Bien sur, les valeurs de disto obtenues sont relatives au modèle de triode utilisé et la réalité sera différente, d'autant plus qu'en simulation les 2 triodes sont rigoureusement identiques (même modèle mathématique) alors qu'un tube réel n'aura jamais ses 2 triodes rigoureusement identiques même appariées.

J'ai choisi un ECC88, polarisé à Ip = 15mA, Vpk = 107V, Vgk = -1,8V, d'où Rkb = Rkh = 120 Ohm (Rkb non découplée)

La simu me permet de calculer rp et µ pour ce point de fonctionnement : rp = 2600 Ohm et µ = 32

Alors la charge optimale est Rcopt = (µ Rk -rp)/2 = (32x120-2600)/2 = 620 Ohm

Au passage j'ai noté qu'il est important de prendre la valeur des paramètres triode rp et µ au point de fonctionnement réel, sinon le calcul de Rcop ne donnera pas la valeur correspondant exactement à l'égalité des amplitudes des variations de courant (signal utile) car très sensible à la valeur réelle de ces paramètres.

Pour cette valeur de charge, la simulation indique H2 = - 95 dB sous H1 ! et H3 = -45 dB

Pour des valeurs de + et - 5% autour de 620 Ohm, en conservant la même amplitude en sortie (10 Vcàc), l'harmonique 2 remonte fortement à -55 dB sous H1, l'harmonique 3 ne varie pratiquement pas.

1 ) la valeur de Rc procurant le min de distorsion est bien celle donnée par la formule

2) l'accord est pointu : je pense que c'est un effet direct de la simulation utilisant 2 triodes identiques. Dans la vrai vie ce minimum sera bien plus haut

3) pour des variations plus importantes de la charge (500 et 700 Ohm par exemple), le niveau de H2 remonte nettement, un peu plus vite pour les valeurs inférieures à Rcopt que supérieures. Je pense qu'un tube réel doit se comporter de la même manière relativement

A noter que l'impédance de sortie du montage est de 1300 Ohm, trop élevée pour un casque à 600 Ohm, à moins d'inclure le SRPP dans une boucle de contre-réaction élevée.

Lorsque j'ai étudié mon ampli casque il y a qq anées, j'avais analysé les montages SRPP qu'on trouve sur internet : aucun n'offrait une impédance de sortie suffisament basse (Zcasque/10) pour piloter le casque en tension comme il se doit.

Ce qui m'avait conduit à retenir le White cathde follower, qui est aussi en mode push-pull mais offrant une impédance de sortie beaucoup plus basse de l'ordre ZS = Zcasque (c'est un cathode follower), avec, en contrepartie, un gain en tension bien inférieur à 1. Pour réduire encore ZS j'ai inclus le WCF dans une boucle Hawksford, ce qui m' a permis de descendre en dessous de l'ohm pour un casque Meze de 22 Ohm.

Jean

[tron_ic]

Bonjour Jean,

Et merci pour ce nouveau est brillant développement !

Je suis persuadé que nombre de lecteurs et/ou diyers apprécierons ces informations claires et très démonstrative.

Salutations. Tony

[jaja75]

merci Tony

Jean

[g2fl]

Difficile d'imaginer réponse plus complète à mon questionnement.
Merci et bon WE.

[Jef]

Bonjour à tous

Inutile de préciser que quelques notions m'ont dépassé (!) , mais j'apprécie la tenue de ce fil et la somme d'informations mises en commun de la part des intervenants.

Bravo et merci
Jef

[Selkie_boy]

Bonjour à tous,

Inutile de préciser que quelques notions m'ont dépassé (!) , mais j'apprécie la tenue de ce fil et la somme d'informations mises en commun de la part des intervenants.

Moi aussi, j'apprécie énormément ce sujet qui nous change des discours creux trouvés sur de nombreux sujets du forum.

Merci à tous les intervenant pour ce super travail d'équipe!

Jean-Noël

[jaja75]

Bonjour

Quelques mots sur le White cathode follower.

Il travaille en push-pull : les variations de courants dans chaque triode sont en opposition de phase. Si bien réglé, chaque triode fournie la moitié de la variation de courant fournie à la charge. C'est un SRPP, sous une forme un peu différente.

Et comme pour le SRPP, il y a une valeur de la charge au dessus de laquelle les variations de courants sont en phase : Rc > µ.Ra, Ra étant la résistance placée dans le circuit de plaque de la triode haute, servant à prélever le signal à réinjecter dans la triode basse.

Mais le WCF est employé quand la charge Rc est vraiment basse et la relation est presque toujours satisfaite pour rester en mode push-pull, d'autant plus que la valeur de Ra est fonction de Rc pour égaliser les amplitudes des variations de courant.

Jean

[g2fl]

Le cathode follower de White est donc un push-pull. Et comme il est aussi Shunt Regulated, il est donc SRPP .
Quand Jean Hiraga le cite ds l'Audiophile de 77, ce n'est pas une erreur comme je l'ai toujours pensé. Zéro erreur donc...ou alors, deux erreurs qui se compensent

[Chrisdiam95]

Bonjour à tous,

A voir aussi : [Vous devez être inscrit et connecté pour voir ce lien]

Christian

[trappeur]

Salut à tous ,

je constate que je ne suis pas tout seul dans mon coin à revenir sur les détails de fonctionnement ....

Je suis bien d'accord avec  les conclusions déjà tirées plus haut ....mai j'en ajoute une que j'ai déjà évoquée pour le fonctionnement en mode PP :

Ce mode implique bien une condition sur la valeur de la charge (la Rc pivot que Jean a rappelé dans son résumé ) mais il y a une deuxième condition indispensable :
la présence d'une capa de liaison sans laquelle le mode PP ne peut pas fonctionner puisque c'est cette capa qui fournit tout le courant une alternance sur deux .

Je maintiens également que dans le cas d'un SRPP de puissance (obligatoirement en mode PP) selon la valeur de l'amplitude du swing de courant à fournir (soit 2 fois le courant de repos au max) il peut être nécessaire de calculer la valeur de cette capa par une autre méthode que celle habituellement employée de la fréquence de coupure.
Il faut s'assurer que la capa en question pourra bien fournir le swing de courant max possible .
Par exemple un swing de 150mA (voire plus vu 350mA sur un SRPP de 6C33) à fournir avec un B+ de 300V , càd avec une capa chargée à 150V ...

Encore un truc qui me chagrine un peu :
@Gérard :

Cette valeur « optimale » parce qu’optimale pour la compensation des distorsions d’ordre 2, est, dans le concept, la même chose que la valeur optimale d’un push-pull conventionnel.

Je comprends bien que l'égalité des swings de courant participe à la compensation des non linéarités , mais pas spécifiquement pour les distorsions d'ordre 2 .
De même de quelle  valeur optimale s'agit t il pour un PP conventionnel ??

A+

[g2fl]

Bonsoir,

Pour le texte du site de novotone : belle compilation étayée par des mesures. Un plus incontestable.

Ce qui provoque la compensation des ordres pairs dans un push-pull est la symétrie. Celle des tensions aux extrémités du transformateur de sortie qui excitent les deux demi-primaires en opposition de phase pour la fréquence fondamentale du signal de test appliqué, qui excitent les deux demi-primaires en phase pour les ordres pairs.

Le sens des bobinages des deux demi-primaires se charge de faire la différence des tensions visées, doublement de l'amplitude pour la fondamentale, annulation pour les ordres pairs. Un classique.

La charge optimale est définie par une équation transcendantale, autrement dit l'assemblage de plusieurs critères non additionnables. Et le bon assemblage est celui que confirme la mesure.

Dans le SRPP qui nous préoccupe, la condition de meilleure symétrie des courants dans les triodes donne le meilleur résultat de distorsion avec cette annulation de l'ordre 2 : cf. campagne de mesures de jaja75.

[trappeur]

Re Gérard ,

Le mécanisme d'annulation des distos d'ordre pair dans un PP traditionnel est effectivement un classique bien connu , mais tu ne réponds pas à ma question :

De quelle valeur optimale parles tu pour un PP classique ??? l'égalité des swings de tension ??

Et je ne vois aucune annulation spécifique des disto d'ordre 2 dans le SRPP , aucun mécanisme capable de ça dans le SRPP en mode PP ...

A+

[jaja75]

Bonsoir

Le site de Novotone est intéressant mais son exemple de SRPP  d'ECC88 chargé par 47 k ne fonctionne pas en push-pull : Rc est supérieure et de loin à µxRk = 33x100=3300, contrairement à l'explication du fonctionnement push-pull qu'il en donne au début.

Beaucoup de concepteurs/utilisateurs de SRPP n'ont pas conscience de ce changement de mode de fonctionnement lorsque Rc devient élevée (> µ Rk).

@trappeur : si le swing de courant est élevé c'est que la charge est faible et si la charge est faible on doit employer des capas de valeurs plus élevée, la capa se charge et se décharge au rythme du signal. La capa fournit/absorbe le courant tout au long de l'alternance, positive et négative, quelque soit la tension continue au repos à ses bornes. C''est pareil avec un WCF. Et comme j'ai fait un ampli WCF je peu t'affirmer que ça marche selon la formule classique du calcul de la fc d'un passe-haut.

Jean

[g2fl]

La charge optimale d'un push-pull est généralement choisie pour obtenir la puissance maximale, le critère qui parle le plus au client potentiel. Les schémas les plus répandus utilisent la classe AB qui ne respecte pas la symétrie des courants à tout instant. C'est une compensation par la somme algébrique des courants qui a pour résultat la compensation des ordres pairs.
Bonne soirée.

[jaja75]

Bonjour

Dans le cas du SRPP, les variations de courant de la triode basse comportent des composantes harmoniques dues à la non linéarité de cette triode.

Dans la triode haute, les variations de tension appliquées entre grille et cathode sont proportionnelles aux variations de courant de la triode basse, donc comportent les composantes harmoniques de la triode basse.

Les variations de courant de la triode haute sont proportionnelles aux variations de tension sur sa grille et comportent en plus les composantes harmoniques dues à sa non linéarité, qui s'appliquent à chaque composante des variations de tension appliquée sur sa grille.

Si les variations de courant sont équilibrées entre iph et ipb, en opposition de phase, les non-linéarités d'ordre pair s'annulent (si les 2 triodes sont rigoureusement identiques). Cet effet ne se produit pas si le fonctionnement n'est pas push-pull.

Mais les produits de non-linéarités de la triode haute sur les non-linéarités de la triode basse ne s'annulent pas. Cependant, ces produits sont du second ordre par rapport aux non-linéarités directes et constituent un plancher d'harmoniques assez bas.

Le mécanisme est différent de celui d'un étage PP parce qu'ici le signal parcoure les 2 triodes en série.

Jean

[trappeur]

Salut à tous ,

@Gérard :
Je crois deviner ce que tu veux dire (parce c'est quand même pas clair comme réponse à une question que je trouve précise)
En fait ce que tu trouves optimal pour le PP classique c'est la valeur de la charge qui permet en restant en classe A d'annuler le plus possible les H2.
Je suis à moitié d'accord ....car il y a aussi une forte influence de la valeur du courant de repos qui intervient et c'est indépendant de la charge .

@Jean :

Si les variations de courant sont équilibrées entre iph et ipb, en opposition de phase, les non-linéarités d'ordre pair s'annulent (si les 2 triodes sont rigoureusement identiques)

Pas d'accord , les H2 ne sont ni plus ni moins annulées que les autres .
Dans le PP classique il y a un mécanisme précis qui déclenche l'annulation des H2 :
Dans une branche les H2 des signaux déphasés de Pi sont en phase avec les signaux non déphasés de l'autre branche et comme le flux résultant dans le primaire est proportionnel à la différence des courants de chaque branche (à cause de l'alim au milieu du primaire , pas à cause du sens des enroulements , il n'y a qu'un seul enroulement primaire avec des prises) ces signaux se soustraient et s'annulent si tout est bien apparié.

Dans le SRPP on a aussi les H2 des signaux déphasés de Pi dans une triode qui sont en phase avec les signaux non déphasés de l'autre triode (ça c'est mathématique) mais cette fois les courants s'ajoutent dans la charge , je ne vois pas comment ça pourrait faire disparaître les H2 ..non  ???

La capa fournit/absorbe le courant tout au long de l'alternance, positive et négative, quelque soit la tension continue au repos à ses bornes.

Pas d'accord non plus..
La capa se sortie est chargée en fonction de sa valeur et de la tension au repos , elle revient à cette valeur de charge chaque fois que la tension repasse par la valeur au repos .
Et c'est à partir de cette valeur de charge au repos qu'elle doit fournir le swing qu'elle a à fournir.
Par exemple une capa chargée à 150 V qui doit fournir un swing de 200mA à 20Hz doit faire au strict minimum  22µF (calcul sur le courant moyen) et elle sera complètement déchargée en cas de swing max. (pour être tranquille je mettrais le double en polypro).
et cette valeur de 200mA est parfaitement plausible avec une charge par primaire de transfo de 1K sur  SRPP de grosses triodes (déjà vu).
Tu peux faire le calcul en fonction de la fréquence de coupure que tu choisis pour passer 20Hz sans pertes et on compare ...
Je suis bien d'accord sur le fait que dans 90% des cas le calcul par la Fc donnera des bons résultats , mais il reste 10% de cas où on aura une surprise , mais surtout on passe à côté d'un cas théorique pour une fois un peu différent sans le comprendre même si on le résoud sans réfléchir par une formule classique ...

A+

[jaja75]

@Jean :

Si les variations de courant sont équilibrées entre iph et ipb, en opposition de phase, les non-linéarités d'ordre pair s'annulent (si les 2 triodes sont rigoureusement identiques)

Pas d'accord , les H2 ne sont ni plus ni moins annulées que les autres .
Dans le PP classique il y a un mécanisme précis qui déclenche l'annulation des H2 :
Dans une branche les H2 des signaux déphasés de Pi sont en phase avec les signaux non déphasés de l'autre branche et comme le flux résultant dans le primaire est proportionnel à la différence des courants de chaque branche (à cause de l'alim au milieu du primaire , pas à cause du sens des enroulements , il n'y a qu'un seul enroulement primaire avec des prises) ces signaux se soustraient et s'annulent si tout est bien apparié.
Dans le SRPP on a aussi les H2 des signaux déphasés de Pi dans une triode qui sont en phase avec les signaux non déphasés de l'autre triode (ça c'est mathématique) mais cette fois les courants s'ajoutent dans la charge , je ne vois pas comment ça pourrait faire disparaître les H2 ..non  ???

Tu as raison !
J’étais occupé toute la journée mais cette question me turlupinait ! Avant de me coucher j’ai ré-écrit les équations. Il faut être attentif aux signes que l'on donne aux tensions et courants.
Avec les conventions d’écriture de mon schéma équivalent publié ci-dessus, et en suposant que les 2 triodes sont identiques ( même µ, gm et rp ), ainsi que les 2 Rk noté R ici.

L’analyse de la distorsion peut se traiter en développant le courant de plaque variable ip en une série de puissance :
ip = a.vg + b.vg2 + c.vg3 + …             vg étant la variation de tension appliquée entre la grille et la cathode de la triode

On se limite à l’ordre 2 : ip = a.vg + b.vg2

Les indices b et h sont relatifs respectivement à la triode basse et à la triode haute

ipb = a vgb + ½ b vgb²                  iph = a vgh + ½ b vgh²
Or vgh = - R ipb = - R a vgb – ½ R b vgb²
iph = a (- R a vgb  - ½ R b vgb²) + ½ b ( - R a vgb - ½ R b vgb²)²
iph = - R a² vgb - ½ R a b vgb² + ½ b (…)²

pour alléger le calcul on laisse tomber les termes provenant de ½ b (…)² car il seront d’ordre supérieur à 2

Si l’on a pris vgh = - R ipb alors ic = ipb - iph
ic = a vgb + ½ b vgb² + R a² vgb + ½ R a b vgb²
ic = ( a + R a² ) vgb + ½ b vgb² + ½ R a b vgb²
Si l’on s’arrange pour que R a = 1   (c’est-à-dire Rk = 1/gm)
ic = ( a + a ) vgb + ½ b vgb² + ½ b vgb²
ic = 2 a vgb + b vgb²

Le fondamental a vgb est doublé mais la non-linéarité d’ordre 2 aussi

Cependant, en simu (triodes identiques), l'harmonique 2 s'annule pour Rkh = Rkb = Rk optimale en fonction de Rc.

Il y a une explication à trouver !

Jean

[trappeur]

Salut Jean ,

Je savais déjà que tu adores les équations ....et dans le cas présent tu aurais aussi bien pu t'en tenir à la trigo classique ( sin(wt - pi) = - sin(wt)... ça devrait suffire je crois ...)

Par contre tu soulèves encore un point interressant .
Je suppose qu'il existe un état intermédiaire où le courant du haut est re devenu en phase avec celui du bas mais avec une amplitude bien plus faible , le courant dans la charge étant alors la différence des deux courants des triodes il peut y avoir une phase où les H2 se soustraient ...mais on n'est déjà plus en mode PP .

A+

[g2fl]

Bonjour,

Sur le thème des compensations de l'ordre2.

Désolé pour l'obligation de scanner en deux temps, désolé pour l'impossibilité de changer l'orientation de l'image.

[g2fl]

Second essai pour joindre deux PDF.

Je crois me souvenir que j'avais regardé en vitesse si la valeur retenue pour le minimum d'ordre 2 correspondait à la formule de Millman et Taub qui donne la relation pour que les courants soient de phases opposées.

Normalement, c'était proche. Ce qui répondrait à l'inquiétude de Mike Vans Evers qui ne trouvait pas de formulation mathématique à ses observations.

Ceci dit, pourquoi faire ? Avec trois exemplaires différents de 6DJ8, l'accord varie. Peut-on imaginer "accorder" chaque SRPP au minimum de distorsion? La démarche est intellectuellement intéressante mais sans aucune application pratique.

Fichiers joints

Mike Vans Evers, part I.pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(579 Ko) Téléchargé 19 fois

Mike Vans Evers, part II.pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(611 Ko) Téléchargé 16 fois

[jaja75]

Bonjour tout le monde

Les mesures de Mike Van Evers confirment ce que j'ai obtenu en simulation : le niveau de l'harmonique 2 passe par un minimum très prononcé pour une certaine valeur de charge. Cela ne joue que sur l'harmonique 2, pas les autres (paires et impaires).

En simu, cette valeur de charge correspond exactement à l'expresion (µxRc-rp)/2, très sensible à la valeur exacte des paramètres µ et rp de le triode au point de fonctionnement. Ce qui explique qu'en raison des dispersions de fab d'une triode à l'autre d'un même type, la valeur optimale de la charge n'est pas exactement la même.

Ce min de H2 n'est pas révélé par le développement en série de puissance des variations du courant ip. Il y a une explication à trouver ! Et je vais chercher, d'ici qq jours.

La trigo intervient à partir du moment où l'on écrit que le signal vgk est une sinusoide = Vgk sin (wt), Vgk étant l'amplitude crête du signal. C'est le développement de (vgk)² qui va faire apparaitre le fondamental sinwt et l'harmonique 2 sin(2wt+..).

Ceci dit, pourquoi faire ? Avec trois exemplaires différents de 6DJ8, l'accord varie. Peut-on imaginer "accorder" chaque SRPP au minimum de distorsion? La démarche est intellectuellement intéressante mais sans aucune application pratique.

+1

@g2fl : je me suis permis de redresser le pdf part II et de regrouper les 2 pages dans le pdf suivant

Jean

Fichiers joints

Mike Vans Evers.pdf Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(1.2 Mo) Téléchargé 13 fois

[g2fl]

@jaja75,
Merci pour la remise en page.

[trappeur]

Salut à vous deux Gérard et Jean ,

Ceci dit, pourquoi faire ? Avec trois exemplaires différents de 6DJ8, l'accord varie. Peut-on imaginer "accorder" chaque SRPP au minimum de distorsion? La démarche est intellectuellement intéressante mais sans aucune application pratique.

C'est exactement mon interrogation ...mais je la pousse encore plus loin quand je fais un bilan total , il faut des triodes appariées et il faudra quand même ajuster précisément les valeurs de charge et même le B+ ,
et au final je n'utilise pas ce schéma !! (quand on sait ce qu'on obtient avec une Cdiff ...)

Par contre l'étude de ce circuit est passionnante !!

Il y a une explication à trouver ! Et je vais chercher, d'ici qq jours.

Oui c'est sûr ..et si tu n'avais pas simuler ce cas je serais resté sur mes certitudes .

L'idée qui me trotte dans la tête c'est qu'il ne faut pas simplement ajouter  iph et ipb pour calculer ic dans la charge , il ya quelquechose de biaisé dans ce calcul...
Il faut tenir compte du fait que l'un des deux courants qui s'ajoutent (ipb et iph à tour de rôle) est le courant que le tube qui diminue son courant ne prend plus , ce courant ne vient pas du tube qui conduit moins et finalement tout le courant vient du même tube, celui qui augmente son courant .

Non ???

Il faut trouver une autre expression pour le courant dans la charge ...

A+

[g2fl]

Le grand mérite de l'autopsie pratiquée par Jean est d'avoir mis en évidence la double vie du SRPP.

Côté pile,  les charges élevées caractéristiques d'un usage en préampli où les réflexions se concentrent sur le gain et l'impédance de sortie.

Côté face, les charges faibles comme conséquence de la recherche du push-pull intégral. Mais aussi demanderesses des compensations de l'ordre 2.

Après les analyses de ce fil, chaque utilisateur doit se positionner d'un côté ou de l'autre. En toute connaissance de cause.

Cordialement

[jaja75]

L'idée qui me trotte dans la tête c'est qu'il ne faut pas simplement ajouter  iph et ipb pour calculer ic dans la charge , il ya quelquechose de biaisé dans ce calcul...
Il faut tenir compte du fait que l'un des deux courants qui s'ajoutent (ipb et iph à tour de rôle) est le courant que le tube qui diminue son courant ne prend plus , ce courant ne vient pas du tube qui conduit moins et finalement tout le courant vient du même tube, celui qui augmente son courant .
Non ???
Il faut  trouver une autre expression pour le courant dans la charge ...A+

Les variations de courants iph et ipb sont continues et s'ajoutent simultanément (en phase ou pas selon la valeur de la charge) pour fournir la variation de courant ic à la charge (à condition de rester en régime linéaire c'est à dire à ne pas mettre une triode au cut-off ou l'autre en tension grille positive par excès de niveau d'entrée).

La loi des nœuds fait que ipb = iph - ic selon les conventions de signes que j'ai pris. Les 3 courants (variables) sont liés au point de sortie cathode haute. Il n'y a pas de chemin autre possible permettant une fuite de courant qui ne serait pas incluse dans mon schéma équivalent que j'aurai oublié ?

J'aurai pu choisir ic = iph + ipb, mais il faut que je retourne le sens du courant ipb sur mon schéma, ce qui va inverser la tension Vgkh. Il y a des signes + et - qui changent. Les équations restent les mêmes (heureusement pour Kirchoff).

Jean

[g2fl]

Les travaux de Jean et de Francis Ibre montrent que les courants ne sont en opposition de phase que sous certaines conditions. Inquiet, je suis retourné voir ce que nous avions écrit dans notre ouvrage. Et nous avons fait la faute d'assimiler tension plus négative sur la grille et baisse du courant pour la triode supérieure. Errare humanum est, donc je suis humain.
Cordialement.

[Shucondo]

Mouhaha ! y a une sacrée ambiance de pointure par ici

faudra que je prévois un peu plus de cinq minutes pour comprendre un peu ce qui s'est dis sur ce sujet qui m'interesse;
en effet, j'ai réalisé un préampli Anzai et musicalement il est très satisfaisant, techniquement les étages SRPP sont un peu "compliqués" à faire
ma question est simple : peut-on faire aussi musical sans SRPP , simplement , avec cathode commune ?

[jaja75]

Bonjour Philippe

Difficile de te répondre parce que:
- je ne sais pas ce que tu entends par "musicalité"
- le rôle qu'aurait à jouer l'étage d'amplification (son gain, son impédance de sortie...)

Le gros avantage du SRPP (en fonctionnement en quasi half-µ) est sa capacité à délivrer des amplitudes de tension à faible distorsion plus grandes qu'un montage en cathode commune, pour une même valeur de HT.

Ce qui explique qu'on le trouve très souvent en pilote de l'étage de puissance d'un SE.

Anzai l'a utilisé en vrai mode SRPP pour attaquer les filtres RIAA qui ont une impédance de charge qui tend vers 0 aux hautes fréquences, appelant alors beaucoup de courant, exactement ce pourquoi le SRPP avait été inventé.

Jean

[guytou]

Mouhaha ! y a une sacrée ambiance de pointure par ici
faudra que je prévoie un peu plus de cinq minutes pour comprendre un peu ce qui s'est dit sur ce sujet qui m'intéresse;
en effet, j'ai réalisé un préampli Anzai et musicalement il est très satisfaisant, techniquement les étages SRPP sont un peu "compliqués" à faire
ma question est simple : peut-on faire aussi musical sans SRPP , simplement , avec cathode commune ?

+1 , surtout que le SRPP a un gain quasi égal à un cathode commune . Il faudrait peut-être faire un tableau des avantages/inconvénients .

Aussi  sur un SE de 300B , je suis passé d'un SRPP de 6SL7 , à la même câblée en cathode commune , les deux sections en // , la différence à l'écoute n'était pas surlecutante . C'est toujours bien de couper les poils de testicule en quatre , parce que c'est la voie de la progression , mais on peut aussi s'arrêter sur un compromis qu'on estime correct au vu de tous les facteurs en présence .

[Shucondo]

Merci beaucoup Jean et guytou pour vos réponses qui répondent tout à fait à mon questionnement.
Oui, avec ce que vous dites , le SRPP Anzai est une bonne réponse à l'impédance basse des hautes fréquence du filtre RIAA, ce préamp phono est excellent. Pour les amplis, en attaque du tube de puissance, j'ai toujours fait simple et quand bien calculé, ça va vraiment bien, alors je reste comme ça

[g2fl]

Bonjour,
L’utilisation du SRPP comme étage pilotant un correcteur passif RIAA tel que M Anzaï le propose dans l’Audiophile n° 7 voit une résistance de charge minimale aux fréquences les plus élevées, c’est-à-dire quand le condensateur de 15 nF shunte la grille du deuxième étage (figures 5 et 7), par exemple impédance = 2,6 kΩ à 4 kHz. Cette charge, de plus en plus faible au fur et à mesure que la fréquence augmente, est totalement masquée par la résistance série en entrée du correcteur, 82 kΩ ici.
Avec un SRPP aux triodes d’ECC81, l’impédance de sortie du SRPP est estimée à 4,6 kΩ, laquelle s’ajoute aux 82 kΩ dans le calcul de la réponse en fréquence du réseau correcteur, laquelle est suffisamment faible pour ne pas l’influencer de trop ni pour être influencée par la charge toujours supérieure à 82 kΩ. C’est une qualité du SRPP dans l’usage.
En maximisant tout, une tension de 5 mV en entrée du préamplificateur va faire 150 mV en sortie du SRPP et le courant maximal à débiter sera alors de 150 mV/82 kΩ ≈1,8 µA, 2,6 µA en crête. Ce à quoi les triodes au courant de repos de 2,5 mA pourvoiront aisément.
A noter les erreurs « de typographie » du schéma. La résistance en série en entrée du correcteur est bien de 82 kΩ et non de 8,2 kΩ, les deux valeurs se retrouvant en légende des résistances sur l’implantation sur circuit imprimé (figure . La résistance en série avec le condensateur de 47 nF est une 6,2 kΩ et non une 62 kΩ et 6,2 kΩ est bien la valeur portée sur l’implantation sur circuit imprimé. Sans doute à vérifier.

[œdicnème]

La section du haut du montage SRRP a cette curieuse propriété de présenter en même temps une impédance élevée de charge pour la section du bas et une basse impédance de sortie pour le signal.
Les SRPP sont réalisables en transistors bipolaires, on en trouve dans certains appareils Revox.

[jaja75]

Bj

Attention, à l'origine le circuit SRPP pour phono RIAA d' Anzai utilise des ECC83 (Audiophile n2).

En basse fréquence le montage peut être considéré comme un SRPP half-µ : la charge est élevée, les courants haut et bas sont en phase, c'est leur différence qui circule dans la charge

En haute-fréquence, le montage peut être considéré comme un vrai SRPP : la charge est faible, les courants haut et bas sont en opposition de phase et s'additionnent dans la charge, le mode est Push-Pull

Hiraga (et ni Anzai AMHA) n'avait pas remarqué que le comportement du SRPP change selon l'impédance le chargeant.

La valeur de la charge "pivot" est µ x Rkhaute

Le fait de remplacer l'ECC83 par un ECC81à µ plus faible mais en conservant la valeur de Rkh comme il fait a pour effet de baisser la valeur de la charge pivot et de faire passer le mode de fonctionnement en PP un peu plus bas en fréquence si utilisé en correcteur RIAA passif.

Jean

[g2fl]

J'ai pris le montage ds #7 parce que stable et repris par le circuit imprimé que J.Hiraga commercialisait. Ds #2, plusieurs schémas et résistances du réseau correcteur plus faibles.

[Arzens]

Bonjour à tous,

Impossible pour moi d'intervenir autrement que par l'apport de quelques éléments qui peuvent nourrir le débat sur les SRPP. Un article paru dans la revue LED n°175 et un autre dans la 176 toujours autour des SRPP et de leur possible utilisation...

J'avais utilisé le Béta-follower en driver pour un SE de 300B dans ces années là...

Fichiers joints

SRPP J-Guest 1er partie.pdf Article SRPP LED n°175Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(1.9 Mo) Téléchargé 15 fois

SRPP j-Guest 2eme partie.pdf Article SRPP et Béta-follower LED n°176Vous n'avez pas la permission de télécharger les fichiers joints.(4.6 Mo) Téléchargé 11 fois

[g2fl]

Puisque cinq sous ont été remis dans le bastringue, je me sens autorisé à rappeler une chronologie de l’usage dudit SRPP. Le montage originel est publié dans un brevet US de Maurice Artzt en février 1943 qui y décrit un amplificateur pour courant continu qui a la propriété de garantir que la tension continue en sortie est égale à la moitié de la haute tension. Le schéma est repris dans l’ouvrage Radiation Laboratory Series, N°18, dans lequel il lui est trouvé la propriété intéressante d’insensibilité aux variations de la tension de chauffage. Toujours pour un usage en courant continu. Il y est aussi mentionné que la tension de sortie peut être récupérée aussi bien sur la plaque de la triode inférieure que sur la cathode de la triode supérieure. Si la sortie est prise sur la plaque de la triode inférieure, l’amplification est à grande linéarité car le gain ne dépend plus alors que du coefficient d’amplification des triodes.
Plus original est l’usage en amplificateur pour des signaux numériques par Millman et Taub sous la désignation de Totem Pole. A distinguer toutefois du circuit de sortie des logiques TTL qui utilise aussi cette dernière désignation alors qu’il s’agit d’un OTL. Le premier usage en audiofréquence semble être par M. V. Kiebert Jr. qui installe deux triodes en série comme second étage amplificateur d’un préamplificateur pour cellule magnétique. Et il serait dommage d’oublier la version auto-déphaseuse de l’amplificateur de puissance sans transformateur de sortie de Philips qui associait deux EL86. Et tout cet itinéraire très américain se déroule avant les années 60 présentées dans l’article comme l’origine des temps du montage. Plus tard, les étages pilotes des amplificateurs d’Audio Research dès les années 70 - 80 confortent l’idée que SRPP était tout sauf un montage négligé ailleurs qu’au Japon.
Pour les analyses techniques, revoir l’exposé de jaja75 et les discussions denses faites autour. Cordialement.