Equilibre des tubes small signal et conséquences

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Message  PM-300B Mer 22 Juin 2022 - 17:50

Bonjour à tous.

Je mets ce dessous le schéma d'un ampli ARC VT60 (parce qu'il est simple et que c'est celui que j'ai en ce moment Wink )

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Je me pose la question sur l'équilibre des double-triodes et des conséquences sur un PP.

En effet, si sur ce schéma V1 est utilisé 1/2 pour chaque canal, si ce n'est pas trop équilibré je suppose que ça s'entendra (différence de puissance?), le problème est je pense plus important pour V2(V3).
Dans l'absolue, il faudrait que la double-triode soit parfaitement équilibrée pour driver de façon équivalente les 6550.
Mais je pense que l'on est d'accord, c'est une utopie. Avoir des tubes double-triodes qui débitent le même courant au 1/10 de mA près, ayant la même pente et la même résistance interne est je pense introuvable.

Quelle est la conséquence d'un déséquilibre entre les 2 triodes? A l'écoute? Pour le matériel (transfo et tubes puissance)?
Quelle tolérance entre les deux triodes est acceptable sans dommage pour le son et le matos?

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Message  trappeur Mer 22 Juin 2022 - 18:56

Salut PM..
On pourrait tout d'abord répondre que ça dépend quand même un peu du schéma ...
Et dans le cas présent :
Un écart de gain entre les deux canaux se traite avec un réglage d'équilibrage (balance) , si l'écart varie avec la fréquence (en fonction des timbres des instruments par exemple) , ben on s'habitue sans s'en apercevoir , sinon on change de tube .
Un écart au niveau du déphaseur (ici un Schmitt) va provoquer un déséquilibre des amplitudes de chaque signal déphasé  qui s'ajoute au désequilibre du déphaseur lui même entre les alternances d'un même signal .
Le premier déséquilibre se traite en ajustant les gains de chaque tube (ici avec des charges différentes dans chaque tube 42,2k et 50k)
Le second déséquilibre est de la "pure distortion" et la suite dépend de la polar du PP ;
Si le PP est en classe A , tout rentre dans l'ordre car il y a une compensation de principe très efficace , même si elle est imcomplète .
Mais dès que le PP passe en classe B, la compensation de principe disparaît et ça pourrait même s'entendre .
Après ça il reste qu'on peut aussi compenser le déséquilibre du déphaseur grace au déséquilibre du PP , mais ça n'a plus rien de naturel , c'est du sport même si ça se pratique encore de temps à autre .

Conclusion : ça vaut le coup de se donner un peu de mal pour équilibrer tout ça !!

Après, comme d'habitude  il reste une bonne vieille Cdiff qui se joue tranquillement de tous ces problèmes .    

A+

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Message  g2fl Sam 25 Juin 2022 - 6:58

Bonjour,

Les deux triodes de V1 peuvent être différentes, ce qui entraine un gain différent entre la voie gauche et la voie droite.

Différence qui reste toutefois faible. Ce qui n'aura aucune importance parce que la contre-réaction va corriger tout cela. C'est sa raison d'être, c'est même pour ça qu'elle a été inventée.

Une 6922 aux deux triodes appairées en V1 ne sert à rien, appairer les deux résistances de 20 kohms dans la contre-réaction, respectivement une à droite et une à gauche, est primordial.

Par la même logique, inutile d'appairer la 6922 en V2 avec celle en V3, ni les 6550 en (V4 et V6) avec celles en (V5 et V7). Par contre, appairer V4 et V6 (respectivement V5 et V7) reste primordial. Cordialement.

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Message  PM-300B Sam 25 Juin 2022 - 7:53

Bonjour.

Merci pour vos réponses.

Ma question n'était pas sur le fait d"appairer les tubes, mais que les doubles triodes soient équilibrées, notamment V2(V3) pour le PP. Les tubes de puissance eux doivent l'être, bien évidement, même si on ne peut exclure qu'il ne s'usent pas de la même façon et que leur appairage devienne obsolète au bout d'un moment.
La question que je me posais est qu'elle est l'influence d'un déséquilibre dans les doubles triodes V2 et V3 sur le fonctionnement du PP et que considère-t-on comme acceptable comme déséquilibre?

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Message  g2fl Sam 25 Juin 2022 - 8:28

Des tensions non symétriques aux sorties du déphaseur altèrent la compensation des ordres pairs générés par le push-pull. Pour le quantifier, je n'avais trouvé qu'une citation ancienne qu'il faut que je recherche.

Ds le cas du VT60, le plus fort déséquilibre vient de la faible valeur de la résistance commune aux deux cathodes. Comme écrit dans un post précédent, il est coutumier qu'il soit compensé par des résistances de valeurs différentes dans les plaques, ici chez AR, mais voir aussi chez Marantz ou CJ.

Au final, un déséquilibre compensé par un autre déséquilibre pour piloter un push-pull qui compense ses ordres pairs par un équilibre parfait, je n'ai jamais rien lu qui quantifie.

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Message  PM-300B Sam 25 Juin 2022 - 10:00

Bonjour.

En fait, je ne cherche pas à modifier quoi que ce soit sur l'ampli, mais j'ai un lot de 6N23P-EV que je suis en train de tester et je souhaite remplacer les 6922EH actuellement sur l'ampli par ces tubes.

Bien entendu, ces tubes ont un age certain, je suis en train de les "décrasser" sur un montage provisoire , je les repasserais donc tous au lampemètre afin de trouver les tubes les plus équilibrés possible, mais il y a peu de chance pour trouver des tubes parfaits. D'où mon questionnement Wink

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Message  g2fl Sam 25 Juin 2022 - 13:44

Aucun élément de ma réponse ne laisse supposer une quelconque modification du schéma AR; ce serait bien vaniteux.
Les analyses de principe sont valables quel que soit la double triode utilisée. Pour rappel, pas d'appairage entre les deux triodes de V1, ni entre les tubes V2 et V3, ni entre les couples de tubes (V4 et V6) et (V5 et V7). Seuls appairages souhaités sont entre V4 et V6, entre V5 et V7, entre les deux triodes de V2 et entre les deux triodes de V3.
Le déséquilibre du déphaseur est structurel et il se calcule par le taux de réjection de mode commun : τ = (R+ρ)/(µ+1)Rk où R est la résistance dans la plaque (47 kΩ en valeur moyenne, ρ la résistance interne au point de fonctionnement, µ le coefficient d’amplification et Rk la résistance commune aux cathodes (10 kΩ). AR compense la différence de gain entre les deux sorties en adaptant la résistance de plaque de chacune des deux triodes de V2 (ou de V3).des résistances de charge. Fin du coup, 6922, 7308 ou 6N23 suivent parfaitement cette logique. Pourvu que la compensation soit bonne mais venant d'AR, on peut le préjuger sans risque.

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Message  g2fl Sam 25 Juin 2022 - 17:04

Un peu de calcul : gain sur la sortie côté 42,2 k : 8,98 (19,03 dB) et gain sur la sortie côté 50 k : 8,717 (18,8 dB). Un écart de 3% entre sorties. Dans l'ordre de grandeur des tolérances sur les résistances qui sont sûrement dans une série à 1% compte tenu des valeurs énoncées. Pas mal la stratégie de compensation des gains par AR. Cordialement.

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Message  fyl Sam 25 Juin 2022 - 18:40

Certes mais on a un suiveur; alors autant utiliser un cathodyne ou travailler en différentiel dès l'entrée (oui, je sais, PSSR radada), comme ça on est vraiment équilibré.

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Message  trappeur Dim 26 Juin 2022 - 9:11

Salut à tous ,
@Fyl ,
Je ne suis pas sûr de bien comprendre ce que tu veux dire
Si c'est pour rappeler que le cathodyne est plus symétrique que le Schmitt on est bien d'accord , mais il devra fournir sur chaque sortie un signal de 80Vcc , soit 160Vcc , pas si simple !!

En tous cas la 6N23P est parfaitement compatible , tout est respecté en terme de polarisation et de liaison directe :
Les tensions et les courants sont les mêmes

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Donc trouver un tubes avec deux triodes les plus proches possible  paraît être une bonne démarche

A+

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Message  fyl Dim 26 Juin 2022 - 9:33

trappeur a écrit:Si c'est pour rappeler que le cathodyne est plus symétrique que le Schmitt on est bien d'accord , mais il devra fournir sur chaque sortie un signal de 80Vcc , soit 160Vcc , pas si simple !!
Cathodyne sur V1, V2 en pilote avec gain. Bon l'architecture n'a plus rien à voir.
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Message  trappeur Dim 26 Juin 2022 - 9:37

Fyl a écrit:Cathodyne sur V1, V2 en pilote avec gain. Bon l'architecture n'a plus rien à voir.
La symétrie ne sera pas meilleure avec ce schéma , il faut laisser le cathodyne juste avant le push pour bénéficier de sa bonne symétrie .

A+

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Message  fyl Dim 26 Juin 2022 - 12:43

trappeur a écrit:La symétrie ne sera pas meilleure avec ce schéma , il faut laisser le cathodyne juste avant le push pour bénéficier de sa bonne symétrie .
C'est ce que je décris, à la Williamson.
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Message  trappeur Dim 26 Juin 2022 - 17:46

Re Fyl ,

Fyl a écrit:C'est ce que je décris, à la Williamson.

pour autant que je sache encore lire , ce n'est pas ce que tu as écrit , ou faut il que je change mon écran ???

Fyl a écrit:Cathodyne sur V1, V2 en pilote avec gain. Bon l'architecture n'a plus rien à voir.

A+

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Message  fyl Dim 26 Juin 2022 - 17:53

trappeur a écrit:ou faut il que je change mon écran ???

Je ne crois pas, mais un Williamson, c'est quoi ? Un cathodyne en entrée, une suiveuse avec gain, reprenant l'architecture de Cocking.
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Message  trappeur Dim 26 Juin 2022 - 18:05

Ahh d'accord , ben non un williamson c'est pas ce que tu crois :
C'est un étage de gain suivi en liaison directe d'un cathodyne , ça s'appelle un "concertina" si je ne m'abuse .


A+

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Message  fyl Dim 26 Juin 2022 - 20:15

Cathodyne, concertina, split load et autres désignent le même type de déphaseur né dans les années '30. L'apport de Cocking, puis de Williamson, a été d'ajouter un étage suiveur apportant du gain - et du courant - pour piloter proprement les tubes de puissance.
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Message  g2fl Lun 27 Juin 2022 - 7:15

Bonjour,
Ce schéma simple de l’amplificateur AR VT60 conduit à des considérations très larges. Je vais essayer de vous faire part de la structuration que nous nous étions faits lors de l’écriture de notre ouvrage.
Le schéma de Williamson est une synthèse remarquable de circuits apparus entre 1934 et 1946, en particulier ceux de W.T. Cocking qui écrivait dans Wireless World. Ce même Cocking est bien l’inventeur du déphaseur qui répartit sa résistance de charge en deux résistances de valeur égale, une dans la cathode, l’autre dans la plaque. Split load bien sûr, cathodyne, concertina (plus rare) désignent effectivement le même circuit. Cf. Wikipédia qui a un sujet sur l’amplificateur de Williamson.
Le circuit, au-delà de la synthèse, est la configuration la plus efficace et elle intègre quelques belles optimisations comme la liaison directe entre le premier amplificateur et le déphaseur.
Le circuit d’AR est un schéma directement dérivé de l’autre remarquable synthèse, celle publiée par Mullard sous la plume de W.A Ferguson avec la description de l’amplificateur Mullard 5.20 en 1955. Pour celle-là aussi, il y avait des antériorités, ne serait-ce que les amplificateurs Leak. Toutefois, cette synthèse est décrite d’une manière qui met moins en évidence les concepts. Il reste que la solution sera très largement copiée, par Marantz ou Conrad-Johnson par exemple. Là aussi, la synthèse de Ferguson est la meilleure configuration.
L’une comme l’autre ont fait l’objet de nombreuses propositions pour les améliorer, dès fois à juste titre, des fois hors sujet. Parmi celles-là, il y a le fait de piloter le déphaseur de Schmitt de la solution Mullard par un signal symétrique. Et le symétriseur en amont peut être un second différentiel (ampli Luxman), un cathodyne (ampli Altec Lansing), un à couplages croisés (amplis White Powrtron) ou un quelque chose mal défini (ampli Loyez ou Jadis). Je n’y ai jamais vu de paraphase mais il n’y a pas de raison que ça n’ait pas existé. Le principal intérêt est de récupérer les 6 dB de perte de gain dû au couplage en différentiel. Cordialement.


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